- インバータの設計でスイッチング素子を選ぶ段階になったが、IGBTとMOSFETのどちらを使うべきか判断基準がわからない
- 「高電圧ならIGBT、低電圧ならMOSFET」とざっくり聞いたことはあるが、境界線が何Vで何kHzなのか具体的な数値が知りたい
- データシートの「Vce(sat)」「Rds(on)」「Eon/Eoff」をどう使って損失を比較すればいいのかわからない
- 最近「SiC MOSFET」が話題だが、IGBTとの棲み分けがどう変わるのか整理したい
- IGBTとMOSFETの構造上の違い（バイポーラ vs ユニポーラ）が損失特性にどう影響するか
- 導通損失とスイッチング損失の計算式と、具体的な数値例での比較
- 「電圧・周波数・電流」の3軸で即決できる選定フローチャート
- SiC MOSFETの登場でIGBTとの境界線がどう変わっているか
- 東芝の公式データに基づくアプリケーション別の使い分け表
パワーエレクトロニクスの設計で避けて通れないのが「IGBTとMOSFET、どっちを使うか」という選定判断です。教科書的には「高電圧・大電流ならIGBT、高周波・低電圧ならMOSFET」と書かれていますが、実際の設計では「うちの回路は600V/20A/15kHzだけど、どっちが有利なの？」という具体的な判断が求められます。
この記事では、その判断を「損失計算」という定量的な根拠に基づいて下す方法を解説します。導通損失とスイッチング損失の計算式を使って、「この条件ならIGBTのほうが〇〇W損失が小さい」と数字で判断できるようになることをゴールにしています。
目次
IGBTとMOSFETの本質的な違い｜「電流の流し方」がすべてを決める
IGBTとMOSFETはどちらもゲート電圧でON/OFFを制御するスイッチング素子ですが、内部で電流を流す仕組みが根本的に異なります。この違いが「導通損失」と「スイッチング損失」の特性差に直結しています。
MOSFET（ユニポーラ型）
- キャリア：電子のみ（1種類）で電流を流す
- ON抵抗：Rds(on)が電圧に比例して増大 → 高耐圧になるほど損失が増える
- スイッチング：テール電流なし → 高速ON/OFFが可能
- 導通損失：P = I² × Rds(on) → 電流が増えると急激に損失増大
- たとえ：「細いホースで水を流す」→ 流量が増えると抵抗が大きくなる
IGBT（バイポーラ型）
- キャリア：電子＋正孔（2種類）で電流を流す（伝導度変調）
- ON電圧：Vce(sat)がほぼ一定（1.5〜3V程度）→ 高耐圧でも損失が増えにくい
- スイッチング：テール電流あり → OFF時に「電流の残り湯」が流れ、損失が大きい
- 導通損失：P = Vce(sat) × I → 電流に比例するが、急激には増えない
- たとえ：「太いホースで水を流す」→ 流量が増えても抵抗が小さい。ただし蛇口を閉めるのが遅い
なぜIGBTは高耐圧に強いのか？｜伝導度変調の威力
MOSFETのON抵抗Rds(on)は耐圧の約2.5乗に比例して増大します（Super Junction構造でも限界あり）。たとえば、200V耐圧で30mΩだったMOSFETが、600V耐圧になると200〜300mΩ以上に跳ね上がることがあります。大電流を流すと I²×Rds(on) の損失が膨大になります。
一方、IGBTは内部でバイポーラトランジスタの「伝導度変調」を利用するため、高耐圧化してもON電圧Vce(sat)は1.5〜3V程度に抑えられます。これが「600V以上の高耐圧領域ではIGBTが有利」と言われる理由です。
「高電圧ならIGBT」と言われる理由は、単純に耐圧が高いからではありません。高耐圧領域ではMOSFETのON抵抗が爆発的に増大する一方、IGBTのON電圧はほぼ一定に保たれるため、導通損失の観点でIGBTが有利になるのです。
「導通損失」と「スイッチング損失」｜2つの損失の綱引き
スイッチング素子の損失は、大きく分けて導通損失（ONの間にじわじわ発生する損失）とスイッチング損失（ON/OFFの切り替え瞬間に発生する損失）の2種類です。IGBTとMOSFETの使い分けは、この2つの損失の合計（= 総損失）がどちらの素子で小さくなるかで決まります。
導通損失の計算式
スイッチング損失の計算式
Ptotal = Pcond（導通損失）+ Psw（スイッチング損失）
この合計値がIGBTとMOSFETのどちらで小さいかが、選定の決め手
IGBTは導通損失が小さい（低Vce(sat)）反面、スイッチング損失が大きい（テール電流）。MOSFETはスイッチング損失が小さい（テール電流なし）反面、導通損失が大きくなりやすい（高Rds(on)）。つまり、周波数が低い場面では導通損失が支配的になりIGBTが有利、周波数が高い場面ではスイッチング損失が支配的になりMOSFETが有利──これが「綱引き」の構造です。
損失計算の具体例｜600V / 20A の条件でIGBTとMOSFETを比較する
実際にデータシートの値を使って、同一条件でIGBTとMOSFETの総損失を比較してみましょう。以下は架空のデバイスですが、典型的なスペックに基づく計算例です。
計算条件
| パラメータ | IGBT (600V/30A) | Si MOSFET (600V/30A) |
|---|---|---|
| 導通パラメータ | Vce(sat) = 1.8V (@20A) | Rds(on) = 190mΩ (@25℃) |
| スイッチング損失エネルギー | Eon = 0.8mJ, Eoff = 0.5mJ | Eon = 0.15mJ, Eoff = 0.10mJ |
| 動作条件 | バス電圧 400V、電流 20A、デューティ比 50% | |
計算結果：スイッチング周波数を変えたときの総損失比較
| 周波数 (fsw) |
IGBT | Si MOSFET | 有利な 素子 |
||||
|---|---|---|---|---|---|---|---|
| 導通損失 | SW損失 | 合計 | 導通損失 | SW損失 | 合計 | ||
| 5 kHz | 18.0W | 6.5W | 24.5W | 38.0W | 1.3W | 39.3W | IGBT ✓ |
| 15 kHz | 18.0W | 19.5W | 37.5W | 38.0W | 3.8W | 41.8W | ≒ 同等 |
| 50 kHz | 18.0W | 65.0W | 83.0W | 38.0W | 12.5W | 50.5W | MOSFET ✓ |
| 100 kHz | 18.0W | 130.0W | 148.0W | 38.0W | 25.0W | 63.0W | MOSFET ✓ |
※導通損失：IGBT = 1.8V × 20A × 0.5 = 18.0W、MOSFET = 20²A × 0.190Ω × 0.5 = 38.0W（デューティ50%）
※スイッチング損失：IGBT = (0.8+0.5)mJ × fsw、MOSFET = (0.15+0.10)mJ × fsw
600V/20Aの条件では、約15〜20kHzが「クロスオーバーポイント」（IGBTとMOSFETの総損失が逆転する境界）になりました。これより低い周波数ではIGBTが有利、これより高い周波数ではMOSFETが有利です。ただし、この境界はデバイスのスペックや電流条件で変わるため、必ず実際のデータシート値で計算してください。
選定フローチャート｜3つの質問で「どっちを使うか」を即決する
損失計算を毎回やるのは大変です。まずは以下のフローチャートで「ざっくりとした方向性」を決め、その後に候補デバイスのデータシートで損失を比較する、という2段階の進め方がおすすめです。
🔀 IGBT vs MOSFET 選定フローチャート
（SiC MOSFETも候補）
（Rds(on)損失が大きくなる）
（I²Rds(on)が小さく済む）
このフローチャートは「最初の方向づけ」です。グレーゾーン（200〜600V、20〜80kHz）に該当する場合は、必ず候補デバイスのデータシート値を使って前述の損失計算を行い、定量的に比較してください。温度依存性（IGBTのVce(sat)は温度が上がると増大、MOSFETのRds(on)は温度が上がると1.5〜2倍に増大）も考慮が必要です。
アプリケーション別の使い分け表｜東芝の公式データに基づく整理
東芝セミコンダクターが公開しているFAQのデータを基に、スイッチング周波数帯ごとのアプリケーションと推奨素子を整理しました。
| 周波数帯 | 〜20kHz | 20〜80kHz | 80kHz〜 |
|---|---|---|---|
| IGBT領域 | 電車、HEV/EV 大容量モーター制御 産業用インバータ 産業用ロボット |
大型UPS | ─ |
| グレーゾーン （IGBT or MOSFET） |
エアコン・冷蔵庫用インバータ 中小容量モーター制御 家電（扇風機、掃除機） ファンモーター |
IH調理器（電磁調理器） | ─ |
| MOSFET領域 | ─ | 小型UPS 電動工具 PFC回路 |
スイッチング電源全般 DC-DCコンバータ 充電器 |
SiC MOSFETの登場で「IGBTの領域」が侵食されている
ここまでの話は「Si（シリコン）MOSFET vs Si IGBT」の比較でしたが、近年登場したSiC（炭化ケイ素）MOSFETがこの構図を大きく変えつつあります。
SiC MOSFETが「ゲームチェンジャー」である理由
| 特性 | Si MOSFET | Si IGBT | SiC MOSFET |
|---|---|---|---|
| 耐圧 | 〜600V が実用的 | 600V〜6500V | 650V〜1700Vが主流。高耐圧でもRds(on)が低い |
| 導通損失 | 高耐圧で大きい | 低い（Vce(sat)一定） | 高耐圧でも低い（SiCのバンドギャップが大きい） |
| スイッチング損失 | 小さい | 大きい（テール電流） | 非常に小さい（テール電流なし＋高速スイッチング） |
| コスト | 安い | 中程度 | 高い（Si比で2〜5倍） |
| 適用例 | 低圧スイッチング電源 | モーター駆動、インバータ | EV用OBC・インバータ、太陽光PCS、サーバー電源 |
SiC MOSFETは「MOSFETの高速スイッチング」と「IGBTの高耐圧」を両立する素子です。特に600V〜1200V帯で20kHz以上のスイッチングが求められるアプリケーション（EV車載充電器、太陽光パワーコンディショナなど）では、IGBTからSiC MOSFETへの置き換えが急速に進んでいます。
SiC MOSFETの登場により、先ほどのフローチャートの「グレーゾーン（200〜600V、20〜80kHz）」はSiC MOSFETが最適解になるケースが増えています。ただし、SiC MOSFETはSi IGBTの2〜5倍のコストがかかるため、「コスト制約が厳しい民生品ではSi IGBT、効率最優先のEV・産業機器ではSiC MOSFET」という棲み分けが当面続くと見られています。
IGBTの「テール電流」とVce(sat) vs Eoffのトレードオフ
IGBTを選定する上で避けて通れないのが「テール電流」の問題です。これがIGBTのスイッチング損失を大きくしている根本原因であり、同時にIGBT世代間の進化を理解するカギでもあります。
テール電流とは？｜「蛇口を閉めても水が止まらない」現象
MOSFETはゲートをOFFにすると、電子が即座にチャネルから排出されて電流がゼロになります。しかしIGBTは内部にバイポーラトランジスタ構造（PNP）を持っているため、ゲートをOFFにしても、ドリフト層に蓄積された少数キャリア（正孔）が再結合するまでの間、「余韻」のように電流が流れ続けます。これがテール電流です。
IGBTの世代を比較する際に重要なのが「Vce(sat)（導通損失）とEoff（ターンオフ損失）のトレードオフ」です。ドリフト層のキャリア濃度を上げるとVce(sat)は下がりますが、ターンオフ時に排出すべきキャリアが増えるためEoffが増大します。逆にキャリア濃度を下げるとEoffは改善しますが、Vce(sat)が上がります。IGBTメーカーは世代ごとにこのトレードオフ曲線を改善し続けています（第7世代IGBTなど）。
まとめ｜「損失の綱引き」を理解すれば選定で迷わない
- IGBTは導通損失が小さく、MOSFETはスイッチング損失が小さい。この2つの「綱引き」で総損失が決まる
- IGBTの導通損失 = Vce(sat) × I（電流に比例）、MOSFETの導通損失 = I² × Rds(on)（電流の2乗に比例）
- 低周波（〜20kHz）・高電圧（600V〜）・大電流ではIGBTが有利、高周波（80kHz〜）・低電圧（〜200V）ではMOSFETが有利
- グレーゾーン（200〜600V、20〜80kHz）はデータシート値で損失計算して比較する
- SiC MOSFETの登場により、600V〜1200V帯でIGBTの領域がMOSFET側に侵食されつつある
- ただしSiCはコストが2〜5倍のため、コスト制約が厳しい場面ではSi IGBTが依然として主力
📚 次に読むべき記事
MOSFETに決定した後の具体的な型番選定手順（Rds(on)、Vgs(th)、Qg等）
5つの半導体素子を俯瞰して特徴を比較する
スイッチング素子を選定した後に設計するスナバ回路の基礎
パワーエレクトロニクスの設計は奥が深く、一人で黙々と学んでいると「このまま今の会社で設計を続けていいのか」と迷うこともあるかもしれません。そんなときは、電験三種のような国家資格で自分のスキルを「見える化」するのも一つの手です。
📘 電験三種で人生の防波堤を築く「最短攻略」ロードマップ →